直到最近，電源的效率標(biāo)準(zhǔn)還好于 80%。新舉措正在推動效率達(dá)到 87% 及以上。此外，傳統(tǒng)的滿載效率測量已不再可接受?，F(xiàn)在的標(biāo)準(zhǔn)是在額定負(fù)載的 25、50、75 和 100 倍時測量效率并確定平均值。同樣，最大允許待機(jī)功率水平也在收緊。歐盟建議所有設(shè)備的待機(jī)功率水平低于 500 mW，電視的待機(jī)功率水平低于 200 mW。

　　在特殊高效電源設(shè)計領(lǐng)域之外，用于 1 至 500 瓦應(yīng)用的典型交流輸入電源使用“硬開關(guān)”反激式和雙開關(guān)正激拓?fù)?。但它們正被?zhǔn)諧振反激式、LLC 諧振轉(zhuǎn)換器和不對稱半橋拓?fù)渌〈?。在本文中，我們將討論?zhǔn)諧振和諧振操作之間的區(qū)別，以及它們的最佳應(yīng)用。

　　基本原理

　　準(zhǔn)諧振和諧振拓?fù)涠纪ㄟ^降低電路中的開啟開關(guān)損耗來發(fā)揮作用。圖 1 顯示了在連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 下工作的反激、準(zhǔn)諧振反激和 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的開啟開關(guān)波形差異。

　　CCM 反激式轉(zhuǎn)換器的開關(guān)損耗最高。對于寬范圍輸入電壓設(shè)計，V DS 約為 500 至 600 伏，即輸入電壓V DC 和反射輸出電壓V RO 之和。當(dāng)轉(zhuǎn)換器在非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 下運(yùn)行時，開關(guān)損耗的第一項下降到零，因?yàn)槁O電流下降到零。我們可以通過打開電壓波形中的第一個(或以后)最小值來進(jìn)一步降低準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器的損耗。圖中虛線表示準(zhǔn)諧振變換器在第一個谷底開啟時的漏極波形。

　　如果準(zhǔn)諧振反激式轉(zhuǎn)換器的匝數(shù)比為 20，輸出電壓為 5 伏，則V RO 將為 100 伏。因此，對于 375 伏的總線電壓，開關(guān)將在 275 伏時打開。如果有效輸出電容C OSSeff 為 73 pF，開關(guān)頻率f SW 為 66 kHz，則功率損耗為 0.18 瓦。。對于標(biāo)準(zhǔn) CCM 反激式轉(zhuǎn)換器，開關(guān)不同步，并且漏極電壓振鈴。在最壞的情況下，漏極電壓高于V DC 。功率損耗為，

　　由此產(chǎn)生的損耗為 0.54 瓦。因此，對于非連續(xù)模式反激式轉(zhuǎn)換器，功率損耗在 0.18 到 0.54 瓦之間波動，具體取決于時序。影響時序的因素是輸入電壓和輸出電流，有利的因素會帶來更高的效率。這通常被視為不連續(xù)模式反激轉(zhuǎn)換器的滿載效率曲線的異常變化。這里輸入電壓隨著恒定的輸出電流(和電壓)而變化。當(dāng)我們沿著切換點(diǎn)移動時，效率曲線將顯示波動。不同批次初級電感的變化也會表現(xiàn)出變化，因此效率也會不同。

　　諧振轉(zhuǎn)換

　　器 另一方面，諧振轉(zhuǎn)換器使用不同的技術(shù)來降低開關(guān)損耗?；氐介_啟損耗方程(方程 1)，如果V DS 設(shè)置為零，則根本沒有損耗。這一原理被稱為零電壓開關(guān) (ZVS)。它用于諧振轉(zhuǎn)換器，特別是 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器，如圖 1 所示。

　　零電壓開關(guān)是通過迫使流過開關(guān)的電流反向來實(shí)現(xiàn)的。當(dāng)開關(guān)電流反向時，體(或外部反并聯(lián))二極管將電壓鉗位到一個低值(例如，1 伏)。這遠(yuǎn)低于前面提到的典型反激式轉(zhuǎn)換器的 400 伏。

　　實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)需要一個諧振電路。兩個 MOSFET 產(chǎn)生方波并將其應(yīng)用于諧振電路。如果我們選擇高于諧振的工作點(diǎn)，則流入諧振電路的電流將近似為正弦波，因?yàn)楦唠A分量通常被很好地衰減。正弦電流波形滯后于電壓波形。因此當(dāng)電壓波形達(dá)到其零交叉點(diǎn)時，電流仍然為負(fù)，允許零電壓開關(guān)。

　　基本拓?fù)?/strong>

　　下面介紹準(zhǔn)諧振和 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的電路圖和框圖。準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器電路圖看起來與反激式轉(zhuǎn)換器非常相似，只是有一個檢測電路來幫助確定電壓最小值的時序。

　　LLC 諧振轉(zhuǎn)換器(因諧振電路中的三個組件而得名：變壓器的磁化電感L m ;變壓器的漏感L lk ;以及諧振電容C r )，與雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器有很大不同。所需的大漏感意味著變壓器以增加其正常漏感的方式纏繞，或者設(shè)計人員添加電感器。LLC 在初級側(cè)具有半橋結(jié)構(gòu)，但與雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器不同，那里不需要任何二極管。并且在雙開關(guān)正激變換器中沒有使用諧振電容器。有兩個輸出二極管連接到中心抽頭變壓器的輸出端。這些將諧振電路的交流輸出整流為直流電壓。不需要大輸出電感器，這是雙開關(guān)正激應(yīng)用所必需的。

　　對于給定的輸出功率，準(zhǔn)諧振反激式變壓器的尺寸最大，因?yàn)檗D(zhuǎn)換器在將其傳輸?shù)酱渭墏?cè)之前將所有能量存儲在初級側(cè)。雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的情況并非如此，它在開關(guān)打開時將能量從初級側(cè)傳輸?shù)酱渭墏?cè)。與反激式轉(zhuǎn)換器一樣，雙開關(guān)正激式轉(zhuǎn)換器僅使用一個磁極。LLC 轉(zhuǎn)換器同時使用兩者，因此在所有條件相同的情況下，對于給定的功率水平，它通常更小。

　　頻率和增益

　　準(zhǔn)諧振和 LLC 諧振開關(guān)的好處包括降低導(dǎo)通損耗。缺點(diǎn)是頻率隨著負(fù)載的減少而增加。兩個轉(zhuǎn)換器的關(guān)斷損耗隨著頻率的增加而變得更糟，其中t OFF 是關(guān)斷時間。這會降低負(fù)載較輕時的效率。例如，F(xiàn)airchild 的 FSQ0165RN 準(zhǔn)諧振 FPS 電源開關(guān)使用特殊的頻率鉗位電路來抵消這個固有的缺點(diǎn)?？刂破鞯却c最大頻率對應(yīng)的最短時間，然后開啟下一個可用的最小值。

　　LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的另一個限制是其增益的動態(tài)范圍非常有限。在較高的諧振頻率(在這種情況下為 100 kHz)，頻率不會隨著負(fù)載的變化而變化。但是，增益的動態(tài)范圍很低，介于 1.0 和 1.4 之間。如果 1.2 代表具有 220 VAC 輸入的系統(tǒng)增益以實(shí)現(xiàn)所需的輸出電壓，則動態(tài)范圍將允許 189 至 264 VAC 的輸入電壓范圍。因此，用這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不容易實(shí)現(xiàn)通用輸入操作。但是，通過精心設(shè)計以允許保持時間條件，典型的歐洲電源是可能的。

　　增益的動態(tài)范圍可以通過增加相對于勵磁電感的漏電感來改善。權(quán)衡是由于較高的磁化電流而降低了輕負(fù)載效率。在實(shí)踐中，我們使用第二個電感器來增加漏感;如果漏感太大，獲得可重復(fù)的漏磁電感比存在實(shí)際限制。

　　應(yīng)用

　　準(zhǔn)諧振反激和 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器越來越多地用于嵌入式交流輸入電源。準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器的實(shí)際工作范圍從幾瓦到大約 100 瓦。滿載效率范圍從集成解決方案的 7 瓦、12 伏電源的 81% 左右，到使用帶有外部 MOSFET 的準(zhǔn)諧振控制器的 70 瓦、22 伏電源的 88% 以上。低功耗示例的待機(jī)功耗遠(yuǎn)低于 150 mW;更高功率示例的待機(jī)功率小于 350 mW。使用較低的輸出電壓會迅速將效率降低到此水平以下。一個 5 瓦、5 伏的電源將在輸出二極管中浪費(fèi)至少 10% 的額定輸出功率。

　　準(zhǔn)諧振拓?fù)涞牧硪粋€好處是 EMI 遠(yuǎn)低于硬開關(guān)應(yīng)用。頻率自然會隨著 400 伏輸入電容上的紋波而變化，并且會出現(xiàn)頻譜擴(kuò)展。此外，由于在較低電壓下進(jìn)行開關(guān)，共模 EMI 噪聲降低，從而降低了開關(guān)噪聲。

　　LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的實(shí)際工作范圍約為 70 至 500 瓦左右。帶有 PFC 前端的 FSFR2100 已用于實(shí)現(xiàn) 200 瓦至 420 瓦的電源。對于高達(dá) 200 瓦的應(yīng)用，通常不需要散熱器(在 FSFR2100 上)。通常建議在輸出端使用肖特基二極管，這些二極管通常需要散熱器。

　　同步整流方法可用于消除對散熱器的需求。然而，MOSFET 的控制信號不容易產(chǎn)生。使用肖特基二極管的應(yīng)用的典型峰值效率在 90 年代中期到 90 年代中期，具體取決于輸入電壓、輸出電壓和輸出功率。