一、技術背景 近年來交流異步電機的調速應用得到較快的發(fā)展，與交流異步電機相比較，同步電機有著先天的優(yōu)勢，異步電動機由于勵磁的需要，必須從電源吸取滯后的無功電流，空載時功率因數(shù)很低。而同步電動機則可通過調節(jié)轉子的直流勵磁電流，改變輸入功率因數(shù)，可以滯后，也可以超前。當COSθ= 1時，電樞銅損最小，還可以節(jié)約變壓變頻裝置的容量。由于同步電動機轉子有獨立勵磁，在極低的電源頻率下也能運行，因此，在同樣條件下，同步電動機的調速范圍比異步電動機更寬。異步電動機要靠加大轉差才能提高轉矩，而同步電機只須加大功角就能增大轉矩，同步電動機比異步電動機對轉矩擾動具有更強的承受能力，能作出更快的動態(tài)響應。由于交流同步電機在可靠性與維護量、功率因數(shù)、電機尺寸與轉動慣量、控制精度、弱磁比等方面有其自身的優(yōu)勢，對于大容量電機，世界各國已基本趨向于使用同步電機。比如工業(yè)應用上大功率空氣壓縮機、水泵、煤炭與有色金屬行業(yè)中的大功率提升機和鋼廠大容量軋鋼機等均采用同步電機驅動。 國內大功率交流同步電機傳動方面，以交-交變頻調速傳動為主。這些變流、變頻傳動裝置功率大，一般為幾百千瓦至數(shù)千千瓦。在水泥，采礦與礦山行業(yè)、船舶行業(yè)、冶金行業(yè)、化工，石油與天然氣行業(yè)、電力行業(yè)、紙漿造紙行業(yè)、供水與污水處理、煤炭、有色金屬等特別是礦山的大型礦井提升機傳動與調速等領域已有較多的應用。大容量、低轉速、高過載、響應快、四象限運行等傳動領域主要用于礦井提升機和鋼鐵廠的主軋機，對變頻器的控制要求特別嚴格這是普通異步電機及其變頻器所不能解決的，在此類系統(tǒng)中應用的大多是大功率同步電機，我國目前在高壓大功率同步電機控制系統(tǒng)中采用的技術主要以交交控制方式的變頻為主，還有交直交方式，交交變頻器由于其控制原理方式的制約，造成其功能和應用范圍受限，交交變頻器的結構方式把電網(wǎng)頻率的交流電變成可調頻率的交流電，屬于直接變頻電路，廣泛用于大功率交流電動機調速傳動系統(tǒng)。改變切換頻率，就可改變輸出頻率；改變交流電路的導通角，就可以改變交流輸出電壓幅值；輸出頻率增高時，輸出電壓一周期所含電網(wǎng)電壓段數(shù)減少，波形畸變嚴重，電壓波形畸變及其導致的電流波形畸變和轉矩脈動是限制輸出頻率提高的主要因素。輸出波形畸變和輸出上限頻率的關系，很難確定明確界限。例當采用6脈波三相橋式電路時，輸出上限頻率不高于電網(wǎng)頻率的1/3～1/2。電網(wǎng)頻率為50Hz時，交交變頻電路的輸出上限頻率約為20Hz。 還有一種變頻器是交直交型高壓變頻器，這種變頻器的驅動高壓同步電機的方式目前以V/F控制為主，這種方式在一些對調速比要求不高，動態(tài)響應低的場合適用，它的控制方式是采用異步電機的控制策略，啟動過程：高壓同步電機先進行異步變頻啟動，等轉速接近同步轉速時，再對轉子投入勵磁電流，使系統(tǒng)進入同步轉速運行。這種控制方式的缺點是，響應慢,調速比小,不能發(fā)揮同步電機的特長，不能實現(xiàn)四象限運行,高壓同步電機輸出的轉矩低，起動電流大，容易失步，這種變頻器只能用于負載較輕，負載變化不大的場合。 隨著微電子技術的發(fā)展和應用，計算機用于控制，使交流變頻控制系統(tǒng)由模擬式進入數(shù)模混合式，進一步發(fā)展到全數(shù)字式，實現(xiàn)控制方案和控制策略的軟件化，在控制系統(tǒng)全數(shù)字化的情況下，由于改變軟件即可改變控制模式和參數(shù)，這就大大提高了系統(tǒng)的通用性和靈活性，簡化了系統(tǒng)的硬件結構，并可采用一些基于現(xiàn)代控制理論的控制算法來提高系統(tǒng)的性能。更重要的是，隨著現(xiàn)代通信技術、遠程控制技術、總線技術和自動化技術的發(fā)展，全數(shù)字方式是未來發(fā)展的必然趨勢。因此全數(shù)字化交-直-交大功率同步電機矢量控制器的應用是未來應用的方向，這方面在我國的應用和研究還是空白，變頻調整控制方法的進展主要體現(xiàn)在由早期的靜態(tài)控制方式向高動態(tài)性能的四象限運行的矢量控制發(fā)展,采用這種控制方式可以有效的解決高壓同步電機的動態(tài)響應，和調速比寬等要求，系統(tǒng)可以恒轉矩輸出。 二、全數(shù)字化矢量控制方式技術方案的原理 鑒于現(xiàn)有技術缺點，和要實現(xiàn)的技術目的，我們要實現(xiàn)的高壓同步電機矢量控制變頻器的實現(xiàn)由以下技術特點和單元組成，三相高壓電輸入移相隔離變壓器，經(jīng)移相隔離降壓多路交流輸出后，輸入到帶能量回饋的功率單元IGBT整流并濾波成直流再經(jīng)IGBT逆變輸出到同步電機；電機的位置速度傳感器反饋的信號經(jīng)高速串行編碼傳輸方式傳送給主控板的FPGA進行解碼處理后，送給DSP進行數(shù)據(jù)運算處理；電流反饋經(jīng)霍爾傳感器采樣，上傳信號板經(jīng)模擬信號處理電路濾波處理后再上傳給DSP主控板的AD采樣并運算；主控板與上位機的人機界面進行實時數(shù)據(jù)通信，并上報系統(tǒng)的各項運行參數(shù)和故障狀態(tài)；輸入輸出信號單元板與主控制器進行通迅，處理外部輸入輸出信號的控制功能；系統(tǒng)的原理如圖1所示。 [align=center] 圖1系統(tǒng)原理[/align] 1、交直交單元串聯(lián)多電平方式 現(xiàn)在國內的同步電機變頻器，大部分采用的是交交變頻，和交直交變頻器相比，缺點：驅動晶閘管復雜；輸出頻率范圍低，只能達到電網(wǎng)頻率得1/3運行；功率因數(shù)低，諧波污染嚴重。在一些控制場合交交變頻器的原理制約了它高速上的應用不能實現(xiàn)和動態(tài)響應慢的缺點。 交直交方式使用移相的目的可以提高整流設備的脈波數(shù)，減小網(wǎng)側高次諧波，整流變壓器采用二次側延邊三角形移相，交直交方式頻率調速范圍寬，功率變換電路采用多電平變換器（見圖2），各級功率模塊采用H全橋IGBT驅動方式，由于輸出電平數(shù)較多，輸出波形階梯增多，就可以使調制波接近正弦，降低電壓跳變，這樣諧波就少。另一個優(yōu)點是輸出電壓的dv/dt較小，對負載電機的沖擊小。如一些軋鋼機，提升機，卷揚機。如果采用交交變頻，必須加減速機構。而交直交可以在許可的范圍內頻率任意調解。這就解決了上述問題。 2、基于能量回饋的功率單元 普通高壓變頻器不能直接用于需要快速起、制動和頻繁正、反轉的調速系統(tǒng)，如高速電梯、礦用提升機、軋鋼機、大型龍門刨床、卷繞機構張力系統(tǒng)及機床主軸驅動系統(tǒng)等。因為這種系統(tǒng)要求電機四象限運行，當電機減速、制動或者帶位能性負載重物下放時，電機處于再生發(fā)電狀態(tài)。由于二極管不控整流器能量傳輸不可逆，產(chǎn)生的再生電能傳輸?shù)街绷鱾葹V波電容上，產(chǎn)生泵升電壓。而以GTR、IGBT為代表的全控型器件耐壓較低，過高的泵升電壓有可能損壞開關器件、電解電容，甚至會破壞電機的絕緣，從而威脅系統(tǒng)安全工作，這就限制了普通高壓變頻器的應用范圍,基于能量反饋的系統(tǒng)解決上述問題,并且實現(xiàn)了真正的節(jié)能目標而不是浪費掉能量。 帶能量回饋的功率單元，輸入為移相隔離變壓器副邊降壓繞組的三相，IGBT的控制信號為經(jīng)光纖傳輸過來的PWM信號控制其導通和關斷，輸出經(jīng)單元串聯(lián)后到電機。原理如圖2。 [align=center] 圖2 能量回饋單元原理圖 [/align] 3、數(shù)字矢量控制方式 矢量控制的目的是為了改善轉矩控制性能，而最終實施仍然是對定子電流的控制。由于在定子側的各物理量（電壓、電流、電動勢、磁動勢）都是交流量，其空間矢量在空間以同步轉速旋轉，調節(jié)、控制和計算均不方便。因此，需借助于坐標變換，使各物理量從靜止坐標系轉換到同步旋轉坐標系，站在同步旋轉的坐標系上觀察，電動機的各空間矢量都變成了靜止矢量，在同步坐標系上的各空間矢量就都變成了直流量，可以根據(jù)轉矩公式的幾種形式，找到轉矩和被控矢量的各分量之間的關系，實時地計算出轉矩控制所需的被控矢量的各分量值——直流給定量。按這些給定量實時控制,就能達到直流電動機的控制性能。由于這些直流給定量在物理上是不存在的，是虛構的，因此，還必須再經(jīng)過坐標的逆變換過程，從旋轉坐標系回到靜止坐標系，把上述的直流給定量變換成實際的交流給定量，在三相定子坐標系上對交流量進行控制，使其實際值等于給定值。在矢量變換的控制方法中，需用到靜止和旋轉的坐標系，以及矢量在各坐標系之間的變換，交流同步電機的矢量控制，需要把電機的ABC三相定子靜止坐標系的電流Ia、Ib、Ic、變換成α和β兩相靜止坐標系（Clarke變換），也叫三相－二相變換，再從兩相靜止坐標系變換成同步旋轉磁場定向坐標系（Park變換），等效成同步旋轉坐標系下的直流電流Iq、Id（Id相當于直流電動機的勵磁電流）；Iq相當于與轉矩成正比的電樞電流），然后模仿直流電動機的控制方法，求得直流電動機的控制量，經(jīng)過相應的坐標逆變換（Park逆變換）（Clarke逆變換），實現(xiàn)對同步電動機的控制。其實質是將交流電動機等效為直流電動機，分別對速度，磁場兩個分量進行獨立控制。通過控制轉子磁鏈，然后分解定子電流而獲得轉矩和磁場兩個分量，經(jīng)坐標變換，實現(xiàn)正交解耦控制。 例圖3二極同步電機的物理模型，定子三相繞組軸線A、B、C是靜止的，三相電壓UA、UB、UC和三相電流iA、iB、iC都是平衡的，轉子以同步轉速w1旋轉，轉子上的勵磁繞組在勵磁電壓Uf供電下流過勵磁電流If。沿勵磁磁極的軸線為d軸，與d軸正交的是q軸，d-q坐標在空間也以同步轉速w1旋轉，d軸與A軸之間的夾角q為變量。 [align=center] 圖3 同步電機物理模型[/align] 三相定子繞組靜止電氣方程： 三相定子坐標系到兩相靜止坐標系的變換方程（Clarke變換） 靜止坐標系到轉子同步旋轉坐標系的變換方程（Park變換） α和β兩相靜止坐標系變換成同步旋轉磁場定向坐標系d、q如圖4 [align=center] 圖4 坐標變換圖[/align] 同步電機采用改進的空間矢量磁場定向控制策略，控制系統(tǒng)采用速度環(huán)和電流環(huán)雙閉環(huán)結構，電流環(huán)采用PI調節(jié)器，實現(xiàn)簡單，并能獲得較好的電流跟蹤性能。速度環(huán)采用PI調節(jié)器，能有效地限制動態(tài)響應的超調量，加快響應速度。系統(tǒng)采用轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)；系統(tǒng)全數(shù)字式的關鍵是電流環(huán)數(shù)字化，就是把數(shù)?；旌鲜阶冾l系統(tǒng)中的模擬電流環(huán)，采用數(shù)字方式加以實現(xiàn)，其核心提高電流環(huán)的處理速度，達到或接近模擬電流環(huán)的響應速度。根據(jù)目前的微處理器DSP、A/D器件的水平，可以滿足硬件的需要；另一方面在于控制策略及控制軟件的優(yōu)化。良好的系統(tǒng)硬件和軟件設計是使研制的系統(tǒng)達到實用化的保證，在滿足性能要求的基礎上，必須充分利用硬件資源，提高集成度降低硬件成本，達到產(chǎn)品化的目標。 矢量控制系統(tǒng)的解耦, 速度給定ω與速度反饋相減得出速度誤差，速度誤差經(jīng)PI調節(jié)后輸出轉矩電流給定iq，id勵磁電流給定是根據(jù)系統(tǒng)的動態(tài)需要進行調整其值根據(jù)不同的電機和負載得出的經(jīng)驗值，電機三相電流反饋ia、ic、ib經(jīng)傳感器采樣，然后再根據(jù)轉子位置電氣角度θ進行Clarke變換，變換后輸出ialpha、ibeta, ialpha、ibeta經(jīng)Park變換輸出id、iq，id、iq值與給定值iqref、idref求誤差,進行PI調節(jié)后輸出Vq、Vd, 電壓矢量和轉子位置電氣角度θ經(jīng)過Park逆變換Clarke逆變換輸出電機定子三相電壓Va、Vb、Vc值，三相電壓Va、Vb、Vc值作為PWM（脈寬調制）的比較值比較輸出PWM波形到逆變器然后驅動電機旋轉。 整個系統(tǒng)的控制原理框圖如上圖5所示。 [align=center] 圖5 矢量控制原理圖[/align] 本方案的同步電機的勵磁電流是If是按照固定勵磁電流給定方式工作，對于同步電機的轉子勵磁電流If的給定，通過對同步電機的空載特性試驗和短路同性實驗，測出電機的各項參數(shù)并計算出所需運行的額定勵磁電流，此時根據(jù)額定的勵磁電流If調節(jié)定子側的去磁電流Idref就可以調節(jié)系統(tǒng)的功率因數(shù)，功率因數(shù)角δ=arctan（iq）/（id），控制Idref就可以使得系統(tǒng)是運行在功率因數(shù)超前還是滯后。 1）硬件主控實現(xiàn)部分 系統(tǒng)的軟硬件控制如圖5，由DSP數(shù)字信號處理器作為主控CPU，可編程邏輯器件實現(xiàn)部分算法的計算和波形發(fā)生及各種信號的處理，AD采樣處理電流電壓反饋信號并傳到DSP，單元與主控板CPU的通信采用光纖串行高速通信方式，單元的狀態(tài)信息經(jīng)可編程邏輯器件進行串行編碼后通過光纖發(fā)送到主控制器的接收板，主控制器接收板進行串行到并行解碼后傳輸?shù)街骺谻PU；主控CPU根據(jù)單元狀態(tài)信息，調整系統(tǒng)的控制狀態(tài)；速度與位置傳感器的信號經(jīng)傳感器板可編程邏輯器件進行串行編碼后經(jīng)高速串行傳輸?shù)街骺仄靼宓目删幊踢壿嬈骷?，可編程邏輯器件對傳感器反饋的速度位置信號進行運算處理，測速方式采用變M/T測速，可以實現(xiàn)高精度的測速要求，可編程邏輯器件計算出速度和位置的有效值，并對傳感器檢測有無故障狀態(tài)，上報主控CPU,同時主控CPU可以根據(jù)測速的要求動態(tài)調整測速方式和時間；本系統(tǒng)中的電流檢測元件選擇了根據(jù)磁場補償原理制成的霍爾效應電流互感器，以滿足實時監(jiān)測電流的要求，電機的三相電流和電壓信號經(jīng)信號調理電路處理后，變成模擬電壓信號輸入到主控板的AD轉換芯片，該AD芯片可以在瞬時情況下對三相的電壓電流信號進行采樣保持并轉換，這樣能保證真實的再現(xiàn)電機瞬態(tài)三相電壓電流的波形，AD轉換芯片采樣完成后上傳三相的數(shù)據(jù)；主控制CPU與上位系統(tǒng)采用的是RS232通訊模式，實時的接收上位機給定的各項參數(shù)設定值，并上報整個系統(tǒng)的運行狀態(tài)和各項數(shù)據(jù)；系統(tǒng)的外部I/O輸入輸出經(jīng)隔離傳輸?shù)街骺谻PU的I/O口，主控CPU根據(jù)控制要求作出相應的執(zhí)行控制；AT25128是串行EEPROM與主控CPU通信采用SPI方式，EEPROM主要起著保存上位系統(tǒng)各項設定參數(shù)值和存儲系統(tǒng)的一些運行狀態(tài)信息；主控CPU采用的是DSP 它是TI公司C2000系列的TMS320LF2407A，DSP是一種高速的微處理器，其最大特點是運算速度快，比目前16/32位微處理器和單片機的運算速度至少快一個數(shù)量級，DSP這種高運算處理能力能夠滿足電流環(huán)實時控制的高要求，可以同時對電機的轉子位置和速度進行辨識以實現(xiàn)無速度傳感器矢量控制要求，并且可以采用先進的現(xiàn)代控制策略，獲得更高的控制性能，更完善的功能；整個硬件的原理框圖如圖6所示。 [align=center] 圖6 主控制器結構圖[/align] 2）可編程邏輯器件的實現(xiàn)原理 單元模塊與主控制器的通訊采用光纖串行高速通訊模式，其通訊速率為4MHz這樣可以滿足實時控制要求，每個模塊與主控制板通訊采用雙工模式，可編程邏輯器件發(fā)出的PWM波形信號經(jīng)編碼后并串轉換，通過光纖驅動發(fā)送到單元模塊，同時可編程邏輯器件接收單元的串行編碼進行串并轉換，把單元的狀態(tài)信息和故障信號以中斷方式上傳給主控DSP,具體如圖7。 [align=center] 圖7 單元通信處理模塊[/align] 傳感器信號的測速，對串行輸入的編碼進行解碼輸出電機轉子的位置信號數(shù)據(jù)，根據(jù)傳感器的轉速脈沖信號進行測速，測速方式采用變M/T測速，根據(jù)測速的M值與T值進行數(shù)據(jù)運算得出轉子的轉速，由于采用了可編程邏輯器件硬件邏輯測速方式，使得測速范圍很寬和精度很高，能夠滿足系統(tǒng)精度要求。 PWM信號生成，根據(jù)DSP運算輸出的的數(shù)據(jù)可編程邏輯器件用高速時鐘生成數(shù)據(jù)，并進行單元串聯(lián)的PWM波形移相，輸出到光纖發(fā)送模塊。 由于系統(tǒng)采用全數(shù)字化控制方式，所有的控制策略全由軟件編程來實現(xiàn),因而，軟件的設計決定著整個系統(tǒng)的性能?？刂撇呗圆捎棉D速、電流雙閉環(huán)系統(tǒng)，其中轉速環(huán)采用PI調節(jié)、電流環(huán)采用PI調節(jié)，算法由DSP數(shù)字信號處理器軟件編程實現(xiàn)。速度環(huán)的輸入是速度反饋和速度給定的差值，輸出作為電流環(huán)的給定。電流環(huán)的輸出來控制PWM波形生成器，所生成的PWM波形控制逆變器中功率開關器件的通斷，以實現(xiàn)對電機的調速。整個軟件處理系統(tǒng)采用前后臺處理模式,程序的中斷服務采用嵌套處理的形式，以保證整個系統(tǒng)實時信號的處理,中斷源有4種，包括系統(tǒng)保護中斷,片內電流環(huán)定時處理中斷,速度環(huán)定時處理中斷,外部通訊中斷； 軟件系統(tǒng)上電進行初始化，關中斷清各種標志位，配置DSP的各個外設模塊和I/O口，讀取EEPROM中的參數(shù)信息，計算電機的位置信號和電角度，延時檢測高壓上電否？進入系統(tǒng)主循環(huán)； 系統(tǒng)保護中斷，檢測單元模塊的故障狀態(tài)和系統(tǒng)的保護中斷，在出現(xiàn)過流、過壓、PLC等故障時，系統(tǒng)關斷IGBT的輸出并停機上報系統(tǒng)的故障信息； 系統(tǒng)主流程，系統(tǒng)上電后，對系統(tǒng)的RAM空間和各項外設模塊進行參數(shù)設定，對RAM清零，接著對外部I/O和PLC進行復位初始化，從EEPROM中讀取初始電機的轉子定位信息，檢測高壓是否就緒如就緒開放各種中斷進入主循環(huán)，否則一直檢測高壓就緒狀態(tài)信息直到高壓就緒。主流程如圖8。 [align=center] 圖8 主程序流程圖[/align] 3）電流環(huán)和速度環(huán) 速度環(huán)與電流環(huán)中斷處理，實時監(jiān)測系統(tǒng)的轉速信息，速度給定由人機界面設置輸入，檢測電機的運轉狀態(tài)和加減速時間的各項參數(shù)值計算出當前的速度給定，根據(jù)給定速度指令與速度反饋計算誤差并進行PID調節(jié)，然后輸出iqref，根據(jù)設定的轉矩電流最大最小值限制iqref值，輸出iqref到電流環(huán)做為轉矩電流指令的給定，霍爾傳感器檢測ia,ic兩相電流反饋值，計算出三相電流反饋值，根據(jù)位置速度傳感器反的轉子位置計算當前轉子的位置電角度θ，由ia、ib、ic進行CLARKE輸出iα和iβ,由iα、iβ進行PARK變換輸出iq、id，根據(jù)速度環(huán)輸出得轉矩給定和去磁電流給定與反饋值求誤差并進行PI調節(jié)輸出Vq、Vd，由Vq、Vd進行PARK逆變換輸出Vα、Vβ，由Vα、Vβ進行CLARKE逆變換輸出Va、Vb、Vc，輸出三相Va、Vb、Vc PWM的占空比值到FPGA；驅動波形通過FPGA的PWM波形發(fā)生模塊輸出到光纖驅動器，經(jīng)光纖傳輸?shù)礁鱾€功率單元模塊控制IGBT的開關。部分流程如圖9。 [align=center] 圖9速度環(huán)流程[/align] 三．實驗驗證 上述的技術方案經(jīng)過產(chǎn)品化后驗證整個設計方案是可行的并在不同的設備上進行了技術測試和考核。 例一：試驗設備 6000V、630KW、6極的同步電機，在該設備上得到了測試驗證，整個系統(tǒng)的運行頻率低速可以達到0.01Hz運行，高速可以達額定轉速的1.5倍頻率運行，低速轉矩特性平穩(wěn) ，可以運行在0Hz恒轉矩，整個系統(tǒng)的功率因數(shù)可調，如圖10，圖11。 例二：試驗設備 6000V、630KW、36極的球磨機同步電機，圖10是在球磨機同步電機負載上做實驗的記錄波形，在球磨機負載實驗過程，系統(tǒng)在重載情況下啟動，變頻器的輸出波形很平穩(wěn)，系統(tǒng)的啟動過程均勻加速，而且無沖擊電流。從圖中可以看出電流超前于電壓，系統(tǒng)運行在功率因數(shù)超前狀態(tài)。而原來的球磨機同步電機起動過程是用水電阻啟動，沖擊電流大超過額定負載電流的3倍，對電網(wǎng)的危害較大，改成同步電機矢量控制變頻器后有效的解決了啟動運行問題。如圖12、圖13、圖14。 [align=center] 圖12 負載輸出波形 圖13 驅動球磨機的同步電機 圖14 水泥廠用球磨機[/align] 本文引用：《電機學》電子工業(yè)出版社. Charles Kingsley.Jr ,《交流同步電機調速》科學出版社. 李崇堅 作者簡介 杜心林（1968-）男 總工 現(xiàn)為合康億盛科技有限公司常務副總經(jīng)理兼總工程師，負責整個公司的研發(fā)工作。 沈士軍（1974-）男 工程師供職于合康億盛科技有限研發(fā)部，從事高壓變頻器的研發(fā)工作。