1引言

升壓拓撲結(jié)構(gòu)在功率電子領(lǐng)域非常重要，但是電感值的選擇并不總是像通常假設(shè)的那樣簡單。在dc-dc升壓轉(zhuǎn)換器中，所選電感值會影響輸入電流紋波、輸出電容大小和瞬態(tài)響應(yīng)。選擇正確的電感值有助于優(yōu)化轉(zhuǎn)換器尺寸與成本，并確保在所需的導通模式下工作。本文講述的是在一定范圍的輸入電壓下，計算電感值以維持所需紋波電流和所選導通模式的方法，并介紹了一種用于計算輸入電壓上限和下限模式邊界的數(shù)學方法，還探討了如何使用安森美半導體的WebDesigner?在線設(shè)計工具來加速這些設(shè)計步驟。

2導通模式

升壓轉(zhuǎn)換器的導通模式由相對于直流輸入電流（IIN）的電感紋波電流峰峰值（ΔIL）的大小決定。這個比率可定義為電感紋波系數(shù)（KRF）。電感越高，紋波電流和KRF就越低。

在連續(xù)導通模式（CCM）中，正常開關(guān)周期內(nèi)，瞬時電感電流不會達到零（圖1）。因此，當ΔIL小于IIN的2倍或KRF<2時，CCM維持不變。MOSFET或二極管必須以CCM導通。這種模式通常適用于中等功率和高功率轉(zhuǎn)換器，以最大限度地降低元件中電流的峰值和均方根值。當KRF>2且每個開關(guān)周期內(nèi)都允許電感電流衰減到零時，會出現(xiàn)非連續(xù)導通模式（DCM）（圖2）。直到下一個開關(guān)周期開始前，電感電流保持為零，二極管和MOSFET都不導通。這一非導通時間即稱為tidle。DCM可提供更低的電感值，并避免輸出二極管反向恢復損耗。

圖1–CCM運行圖2–DCM運行

當KRF=2時，轉(zhuǎn)換器被認為處于臨界導通模式（CrCM）或邊界導通模式（BCM）。在這種模式下，電感電流在周期結(jié)束時達到零，正如MOSFET會在下一周期開始時導通。對于需要一定范圍輸入電壓（VIN）的應(yīng)用，固定頻率轉(zhuǎn)換器通常在設(shè)計上能夠在最大負載的情況下在指定VIN范圍內(nèi)，以所需要的單一導通模式（CCM或DCM）工作。隨著負載減少，CCM轉(zhuǎn)換器最終將進入DCM工作。在給定VIN下，使導通模式發(fā)生變化的負載就是臨界負載（ICRIT）。在給定VIN下，引發(fā)CrCM/BCM的電感值被稱為臨界電感（LCRIT），通常發(fā)生于最大負載的情況下。

3紋波電流與VIN

眾所周知，當輸入電壓為輸出電壓（VOUT）的一半時，即占空比（D）為50％時（圖3），在連續(xù)導通模式下以固定輸出電壓工作的DC－DC升壓轉(zhuǎn)換器的電感紋波電流最大值就會出現(xiàn)。這可以通過數(shù)學方式來表示，即設(shè)置紋波電流相對于D的導數(shù)（切線的斜率）等于零，并對D求解。簡單起見，假定轉(zhuǎn)換器能效為100％。

根據(jù)

圖3–CCM中的電感紋波電流

4CCM工作

為了選擇CCM升壓轉(zhuǎn)換器的電感值（L），需要選擇最高KRF值，確保整個輸入電壓范圍內(nèi)都能夠以CCM工作，并避免峰值電流受MOSFET、二極管和輸出電容影響。然后計算得出最小電感值。KRF最高值通常選在0.3和0.6之間，但對于CCM可以高達2.0。如前所述，當D=0.5時，出現(xiàn)紋波電流ΔIL最大值。那么，多少占空比的情況下會出現(xiàn)KRF最大值呢？我們可以通過派生方法來求得。

假設(shè)η=100%，則

D=1這一偽解可被忽略，因為它在穩(wěn)態(tài)下實際上是不可能出現(xiàn)的（對于升壓轉(zhuǎn)換器，占空比必須小于1.0）。因此，當D=?或VIN=?VOUT時的紋波因數(shù)KRF最高，如圖4所示。使用同樣的方法還能得出在同一點的最大值LMIN、LCRIT和ICRIT。

圖4–當D=?時CCM紋波系數(shù)KRF最高值

對于CCM工作，最小電感值（LMIN）應(yīng)在最接近?VOUT的實際工作輸入電壓（VIN(CCM)）下進行計算。根據(jù)應(yīng)用的具體輸入電壓范圍，VIN(CCM)可能出現(xiàn)在最小VIN、最大VIN、或其間的某個位置。解方程（5）求L，并根據(jù)VIN(CCM)下的KRF重新計算，可得出

其中VIN(CCM)為最接近?VOUT的實際工作VIN。

對于臨界電感與VIN和IOUT的變化，KRF=2，可得出

5DCM工作

如圖5所示，在一定工作VIN和輸出電流（IOUT）下的電感值小于LCRIT時，DCM模式工作保持不變。對于DCM轉(zhuǎn)換器，可選擇最短的空閑時間以確保整個輸入電壓范圍內(nèi)均為DCM工作。tidle最小值通常為開關(guān)周期的3％-5％，但可能會更長，代價是器件峰值電流升高。然后采用tidle最小值來計算最大電感值（LMAX）。LMAX必須低于VIN范圍內(nèi)的最低LCRIT。對于給定的VIN，電感值等于LCRIT（tidle=0）時引發(fā)CrCM。

圖5–LCRIT與標準化VIN的變化

為計算所選最小空閑時間（tidle(min)）的LMAX，首先使用DCM伏秒平衡方程求出tON(max)（所允許的MOSFET導通時間最大值）與VIN的函數(shù)，其中tdis為電感放電時間。

LMAX遵循類似于LCRIT的曲線，且同在VIN=?VOUT時達到峰值。為確保最小tidle，要計算與此工作點相反的實際工作輸入電壓（VIN(DCM)）下的最低LMAX值。根據(jù)應(yīng)用的實際輸入電壓范圍，VIN(DCM)將等于最小或最大工作VIN。若整體輸入電壓范圍高于或低于?VOUT（含?VOUT），則VIN(DCM)是距?VOUT最遠的輸入電壓。若輸入電壓范圍覆蓋到了?VOUT，則在最小和最大VIN處計算電感，并選擇較低（最差情況下）的電感值�；蛘�，以圖表方式對VIN進行評估，以確定最差情況。

6輸入電壓模式邊界

當升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電流小于ICRIT與VIN的最大值時，如果輸入電壓增加到高于上限模式邊界或下降到低于下限模式邊界，即IOUT大于ICRIT時，則將引發(fā)CCM工作。而DCM工作則發(fā)生于兩個VIN的模式邊界之間，即IOUT小于ICRIT時。要想以圖表方式呈現(xiàn)VIN下的這些導通模式邊界，在相同圖表中繪制臨界負載（使用所選電感器）與輸入電壓和相關(guān)輸出電流的變化曲線。然后在X軸上找到與兩條曲線相交的兩個VIN值（圖6）。

圖6–輸入電壓模式邊界

要想以代數(shù)方式呈現(xiàn)VIN的模式邊界，首先將臨界負載的表達式設(shè)置為等于相關(guān)輸出電流，以查找交點：

這可以重寫為一個三次方程，KCM可通過常數(shù)計算得出

這里，三次方程通式x3+ax2+bx+c=0的三個解可通過三次方程的三角函數(shù)解法得出[1][2]。在此情況下，x1項的“b”系數(shù)為零。我們將解定義為矢量VMB。

我們知道

由于升壓轉(zhuǎn)換器的物理限制，任何VMB≤0或VMB>VOUT的解均可忽略。兩個正解均為模式邊界處VIN的有效值。

7模式邊界–設(shè)計示例

我們假設(shè)一個具有以下規(guī)格的DCM升壓轉(zhuǎn)換器：

將VOUT和計算所得的θ值代入（29），得出模式邊界處的VIN值：

忽略偽解（-3.36V），我們在4.95V和10.40V得到兩個輸入電壓模式邊界。這些計算值與圖7所示的交點相符。

圖7–計算得出的模式邊界

8采用WebDesigner?BoostPowertrain加速設(shè)計

對于不同的升壓電感值，手動重復進行這些設(shè)計計算可能會令人厭煩且耗費時間。復雜的三次方程也使輸入電壓模式邊界的計算相當繁瑣且容易出錯。通過使用安森美半導體的WebDesigner?等在線設(shè)計工具，就能更輕松并顯著地加速設(shè)計工作。BoostPowertrain設(shè)計模塊（圖8）會自動執(zhí)行所有這些計算（包括實際能效的影響），并根據(jù)您的應(yīng)用要求推薦最佳電感值。您可以從廣泛的內(nèi)置數(shù)據(jù)庫中選擇真正的電感器部件值，或者輸入您自己的定制電感器規(guī)格，立即就能計算得出紋波電流和模式邊界、及其對輸出電容、MOSFET、二極管損耗、以及整體能效的影響。

圖8-WebDesigner?BoostPowertrain

可點擊此處獲取WebDesignerBoostPowertrain設(shè)計工具。

9結(jié)論

電感值會影響升壓轉(zhuǎn)換器的諸多方面，若選擇不當，可能會導致成本過高、尺寸過大、或性能不佳。通過了解電感值、紋波電流、占空比和導通模式之間的關(guān)系，設(shè)計人員就能夠確保輸入電壓范圍內(nèi)的所需性能。