摘 要 ：由電網供電，輸出到電機的三相中性點可浮動的變頻器驅動系統(tǒng)中，其負載端往往存在共模電壓。對于串聯H橋高壓變頻器來說，雖然其共模電壓很小，但本質上共模電壓仍然存在。由于此結構中存在變壓器，且每相由多個H橋單元串聯而成，拓撲結構復雜，為共模電壓的分析增加了難度。本文首先給出共模電壓的一般定義，然后提出一種串聯H橋多電平變頻器共模電壓的分析方法，并給出仿真結果。仿真結果和參考文獻中的實際測量結果非常接近，驗證了所提出方法的有效性。 關鍵詞： 多電平變頻器 共模電壓 仿真 1 引言 目前，變頻調速已被廣泛應用于包括工業(yè)領域在內的許多行業(yè)中。在這些調速系統(tǒng)中，采用交－直－交變換結構，將三相幅值固定、頻率固定的輸入電壓轉換為電壓可調、頻率可調的三相輸出，驅動三相異步電機。在這個變換過程中，需要采用電力電子開關器件，例如在整流橋和逆變橋中。但是這種開關切換過程，往往會導致電機端電壓存在零序分量(即共模電壓(CMV))，變頻電機的設計就必須考慮到此問題。 本文首先對共模電壓的定義和產生原因進行描述，然后對串聯H橋變頻器的結構進行介紹。在此基礎上給出串聯H橋變頻器共模電壓的分析方法，以及仿真電路結構。 最后，本文將給出一組典型參數下該系統(tǒng)的仿真結果，并和參考文獻中實際測量的電壓波形進行比較。串聯H橋變頻器共模電壓的幅值不但與各二次側繞組對地的電容值，各H橋單元直流環(huán)節(jié)的電壓有關，而且也和控制方法有密切的關系。 仿真和試驗結果非常接近，充分說明了文中對共模電壓的分析有一定的參考價值。 2 共模電壓的描述 圖1為電壓源型和電流源型變頻器的系統(tǒng)框圖。圖中，整流橋可以是二極管不控整流，也可以是晶閘管整流或電壓/電流源型PWM可控整流等結構;電機側的逆變橋可以是普通兩電平電壓源型變頻器(VSI)、電流源型變頻器(CSI)以及多電平變頻器等不同拓撲結構。為簡單起見，輸入和輸出 的濾波器在圖中沒有畫出。對于VSI結構，直流母線電容Cd必須足夠大，電感Ld可以省去;而CSI與此剛好相反。虛擬電阻Rd在實際系統(tǒng)中可以不存在，在此只是為了方便得到直流側的中點電壓。實際系統(tǒng)中，如果跨接直流母線的電容是兩組電容并聯后再串聯連接，其中間連接點的電位與此等同。相對于系統(tǒng)接地點G，直流側的中點電壓可以由下式得到: (1) 式(1)中，vPG和vNG分別為正/負直流母線的對地電壓。實際上，vZG為整流橋產生的共模電壓。電機中性點相對于直流側中點的電壓可由下式計算得到: (2) 式(2)中，vOP和vON分別為電機中性點相對于正/負直流母線的電壓;vOZ為逆變橋產生的共模電壓。因此，電機中性點對地總的電壓為: (3) 式(3)給出了整流橋和逆變橋產生的總的共模電壓。電機的A相對地電壓則如下式: (4) 即為電機相電壓vAO與系統(tǒng)總共模電壓vCM之和?？梢钥闯觯绻灰种乒材ｋ妷簐CM，電機繞組的絕緣可能會被破壞。 3 串聯H橋變頻器的結構 圖2為7電平串聯H橋的拓撲結構。從圖中可以知道，每相由三個H橋單元組成，輸出串聯連接。G為曲折連接變壓器一次側的等效中性點，可以認為其與大地相聯，O為電機的中性點，Vt1～Vt9為變壓器9個二次側的等效中性點。為了分析方便，圖中還給出了Vm1～Vm9，分別為9個功率單元直流環(huán)節(jié)直流電壓的中點，上下兩個電容平均承擔直流電壓;Va1～Va3，Vb1～Vb3，Vc1～Vc3分別為9個功率單元的輸出電壓;Va，Vb，Vc為輸出到電機上的三相電壓。 對于每個H橋單元，其具體結構如圖3所示。經過分析可以知道，其等效電路圖如圖4所示。圖4中包括功率單元中整流橋產生的共模電壓，以及H橋逆變橋產生的共模電壓。 根據圖4可以把圖2簡化為圖5的電路結構，即串聯H橋共模電壓的分析電路。從圖4和圖5中可以知道，在串聯H橋多電平變頻器中，共模電壓與電容C的大小、直流電壓Vdc以及控制方法有關。控制方法會影響到圖4中的Vpos和Vneg兩個電壓。 對圖5還可以進行進一步簡化，然后進行仿真和分析。為了分析方便，以上都假設了變壓器的所有二次側對地電容都相同，而在實際中，這些值很難完全相同，可能分別為各不相同的C1～C9。 由于這種結構的變頻器中存在變壓器，如果電機的中性點沒有接地，電機就存在共模電壓。當電機的中性點接地后，共模電壓仍然存在，沒有消失，但會轉移到變壓器上。由于變壓器比較容易設計以提高耐壓值，加上這種拓撲結構本身的共模電壓較小，所以在很多場合幾乎忽略了這個共模電壓。 4 共模電壓的仿真仿真結果 對于一組典型的實際測量參數，9電平串聯H橋拓撲結構的相關參數如附表所示: 附表 9電平串聯H橋拓撲結構的相關參數 A相電容 容值(pF) B相電容 容值(pF) C相電容 容值(pF)電機中性點對地的電容Cm為65000pF。其它參數見文獻[2]。根據所提出的電路結構，仿真結果如圖6所示。仿真時，PWM控制方法為純正弦波調制方法，調制因數MI為1。 仿真結果和參考文獻中給出的結果非常接近。圖6中的編號參見參考文獻。 為了對結果進行更加仔細的觀察，圖7給出了改變控制方法，即純正弦波疊加3次諧波時的PWM控制方法時MI仍然為1的仿真波形。從中可以看出，疊加次諧波時，電機共模電壓略有上升。 5 結束語 本文首先對通用變頻器中的共模電壓及其定義給出了介紹，然后對串聯H橋多電平變頻器的共模電壓分析方法進行了研究，并給出了一種新的便于分析的電路結構?；谠摵喕娐?，對一組典型測量數據進行了仿真研究，所得到的結果與實際值非常接近。進一步的研究表明，共模電壓與變壓器二次側繞組的對地電容、電機中性點對地電容、功率單元直流側電壓以及各H橋單元的PWM控制方法都有關系。 參考文獻 [1] Y. Shakweh, E.A. Lewis, ‘Assessment of Medium Voltage PWM VSI Topologies for Multi-megawatt variable speed Drive Application’, In Conf. Rec. EPE 98, 1998 [2] D.A.Rendusara, E.Cengelci, P.N.Enjeti, et al, “Analysis of common mode voltage – “neutral shift in medium voltage PWM adjustable speed drive (MV-ASD) systems”, IEEE Trans. On PE, Vol 15, No. 6, 2000, pp1124 1133 [3] Sanmin Wei, N.Zargari, B.Wu and S.Rizzo, “Comparison and Mitigation of Common Mode Voltage in Power Converter Topologies” Industry application society conference(IAS), 2004 作者簡介 劉 忱(1973-) 深圳康沃電氣技術有限公司研發(fā)部經理。從事變頻技術的研究、產品開發(fā)、技術管理。